电子电路基础-刘京南课后习题解答1

各章内容要点及学时分配 第一章 半导体器件概述 6学时 1． 熟悉二极管、三极管、场效应管的伏安特性、开关特性。 2． 熟悉二极管、三极管、场效应管及理想运放的主要参数，包括静态参数、动态参数和极限参数。 3． 掌握三极管、场效应管的微变等效电路模型及理想运放的电路模型。 第二章 基本运算电路 7学时 1． 掌握TTL与非门电路原理、分析其电压传输特性和主要参数，熟悉其它形式的TTL与非门电路。 2． 掌握CMOS门电路的电压传输特性、特点及参数，熟悉CMOS传输门。 3． 掌握理想运放组成的基本线性运算电路，包括比例、求和、微分、积分、对数运算等。 第三章 基本放大电路 8学时 1． 掌握三极管、场效应管的基本偏置方法，包括分压式偏置、电流源偏置，了解其它偏置方式。 2． 掌握共基、共射、共集、共源、共漏五种基本组态放大电路的静态及动态分析计算方法。 3． 掌握基本放大电路的高频特性分析方法，了解低频特性及其分析方法。 第四章 组合放大电路 8学时 1． 掌握由五种基本组态组合而成的放大电路的静态及动态分析、计算方法。 2． 掌握差动放大电路分析、计算方法及其传输特性。 3． 熟悉通用集成运放的电路原理。 4． 熟悉运放的主要参数及误差分析模型。 第五章 反馈电路及其稳定性分析 8学时 1． 熟悉负反馈的基本概念及对放大电路性能的影响。 2． 掌握四种类型负反馈电路的判断及估算。 3． 掌握负反馈电路稳定性判据及滞后补偿、超前滞后补偿方法。 4． 了解针对特殊情况的补偿方法。 第六章 波形产生与整形电路 9学时 1． 熟悉正弦振荡的平衡条件、起振条件及判断方法。 2． 掌握RC文氏电桥振荡器、三点式振荡器、变压器反馈式LC振荡器的原理及分析估算方法，熟悉石英晶体振荡器的原理。 3． 熟悉集成电压比较器、集成定时器的电路原理及功能。 4． 掌握由集成比较器、集成定时器构成的波形产生及整形电路，并掌握电路的分析计算方法。 第七章 信号处理电路 8学时 1． 掌握低通二阶有源滤波的电路实现方法及分析计算方法，熟悉二阶高通、带通、带阻滤波器的电路实现及计算方法。 2． 了解高阶滤波器的工程设计方法。 3． 掌握对数运算模拟乘法器的电路原理及分析方法，熟悉变跨导集成模拟乘法器的电路原理及应用。 4． 熟悉锁相环电路的原理及集成锁相环的应用。 第 1 页 共 36 页

第八章 功率电路 10学时 1． 熟悉乙类功放电路的分析计算方法。 2． 熟悉集成功放电路的原理及应用（OTL，OCL电路）。 3． 掌握串联型稳压电路的分析计算方法，熟悉三端集成稳压器的电路原理及应用。 4． 掌握开关稳压电路的原理，熟悉无工频变压器开关稳压电路的组成原理及分析计算方法。 第一章例题分析

题1.1 电路如题图1.1所示，试判断图中二极管是导通还是截止，并求出ＡＯ两端的电压ＵＡＯ。设二极管是理想的。

解：

分析：二极管在外加正偏电压时是导通，外加反偏电压时截止。正偏时硅管的导通压降为0.6～0.8V。锗管的导通压降为0.2～0.3V。理想情况分析时正向导通压降为零，相当于短路；反偏时由于反向电流很小，理想情况下认为截止电阻无穷大，相当于开路。

分析二极管在电路中的工作状态的基本方法为“开路法”，即：先假设二极管所在支路断开，然后计算二极管的阳极（P端）与阴极（N端）的电位差。若该电位差大于二极管的导通压降，该二极管处于正偏而导通，其二端的电压为二极管的导通压降；如果该电位差小于导通压降，该二极管处于反偏而截止。如果电路中存在两个以上的二极管，由于每个二极管的开路时的电位差不等，以正向电压较大者优先导通，其二端电压为二极管导通压降，然后再用上述“开路法”法判断其余二极管的工作状态。一般情况下，对于电路中有多个二极管的工作状态判断为：对于阴极（N端）连在一起的电路，只有阳极（P端）电位最高的处于导通状态；对于阳极（P端）连在一起的二极管，只有阴极（N端）电位最低的可能导通。

图（a）中，当假设二极管的VD开路时，其阳极（P端）电位UP为-6V，阴极（N端）电位

UN为-12V。VD处于正偏而导通，实际压降为二极管的导通压降。理想情况为零，相当

UAO6V；

于短路。所以

V，阴极的电位UN12V， 图（b）中，断开VD时，阳极电位UP15N ∵ P∴ VD处于反偏而截止

UU∴ AO； 图（c），断开VD1,VD2时

U12V第 2 页 共 36 页

U12V UP1UN1

∵ UP10V N1 UP215V N2 P2∴ VD1处于正偏导通，VD2处于反偏而截止

U12VUUN2

UAO0V；

或，∵ VD1，VD2的阴极连在一起

∴ 阳极电位高的VD1就先导通，则A点的电位

N2而 P2∴ VD2处于反偏而截止 图（d），断开VD1、VD2，

UAO0V，

U15VUUA

U0V UP1UN1 ∵ UP112V N1 UP212V N2 ∴ VD1、VD2均处于反偏而截止。

题1.4 电路如题图1.4所示，稳压管ＤＺ的稳定电压ＵＺ=8V，限流电阻Ｒ=3k，设

U6VUP2UN2；

uI15sint(V)，试画出uo的波形。

解：

分析：稳压管的工作是利用二极管在反偏电压较高使二极管击穿时，在一定的工作电流下，二极管两端的的电压几乎不变。其电压值即为稳压管的稳定电压Uz。而稳压管如果外加正向偏压时，仍处于导通状态。

设稳压管具有理想特性，即反偏电压只有达到稳压电压时，稳压管击穿。

正偏时导通压降为零，则ui15sint(V)

Uz=8V

当uiUz时，稳压管击穿而处于稳定状态，uO =Uz；

而0题1.6 测得工作在放大电路中几个半导体三极管三个电极电位U1、U2、U3分别为下列各组数值，试判断它们是Ｎ

ＰＮ型还是ＰＮＰ型？是硅管还是锗管？并确定e、b、c。

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V； ① U13.5V，U22.8V，U312V； ② U13V，U22.8V，U312V； ③ U16V，U211.3V，U312V ④ U16V，U211.8V，U312解：

分析：工作在放大电路中的三极管应满足发射结正偏，集电结反偏的条件。且有PN节正偏特性可知，其正偏结电压不会太大。硅管的UBE0.5～0.7V，锗管的UBE0.1～

0.3V。所以首先找出电位差在0.1～0.3V或0.5～0.7V的两个电极，则其中必定一个为发

射极，一个为基极，另一个电位相差较大的必定为集电极。由PN结反偏特性可知，若集电极电位最高，则该管必定为NPN型三极管；若集电极电位最低，则该管必定为PNP型三极管。若为NPN型三极管，则发射极电位必定为最低电位；若为PNP型三极管，则发射极电位必定为最高电位。由此即可确定发射极。电位值处于中间的一个电极必定为基极。由此可知：

U12V，

(1). U13.5V, U22.8V, 3 结论：硅NPN型三极管（U12U1U23.52.80.7V）

Uc

U1b， U2e， 3U12V，

(2). U13V, U22.8V, 3 结论： 锗NPN型三极管（U12U1U232.80.2V）

Uc

U1b， U2e， 3U12V

(3). U16V, U211.3V， 3 结论：硅PNP型三极管（

U23U2U311.3120.7V）

Ue

U1c， U2b， 3U12V

(4). U16V, U211.8V， 3 结论：锗PNP型三极管（

U23U2U311.8120.2V）

Ue

U1c， U2b， 3题1.8 已知题图1.8 (a)—(f)中各三极管的均为50，UBE0.7V，试分别估算各电路中

三极管的IC和UCE，判断它们各自工作在哪个区(放大区，截止区或饱和区)，并将各管子的工作点分别画在题图1.8(g)的输出特性曲线上。

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解：

分析：三极管在发射结正偏时，管子可能工作在放大区或者饱和区，取决于其基极电流是否超过基极临界饱和电流

IBS，若IBIBS，则三极管工作在饱和区；若IBIBS，则三

B。 极管工作在放大区，且C若三极管发射结反偏或者零偏，则该三极管一定工作在截止区。 对图（a），发射结正偏，且

II20.70.065mA65A20K 10UCEB10IBS0.1mA100A2K502 IIBS ∵ BIB∴ 三极管工作在放大区 且

ICIB500.0653.3mA

UCE10IC2K103.323.4V

10UCES10IBS0.1mA100A2502图（b），∵

100.70.0465mA46.5A200 IIBS ∵ BIB∴ 三极管工作在放大区 且：

ICIB500.04652.3mA UCE102.325.4V

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图（c），∵

IBS10UCES100.1mA100A2502

100.70.465mA465A20 IIBS ∵ BIB∴ 三极管工作在饱和区

图（d），∵发射结反偏，∴三极管处于截止状态

ICICSIBS5mA UCEUCES0V

IC0UCEVCC10V

图（e），∵三极管发射结零偏，IB0 ∴ 三极管处于截止状态

IC0UCEVCC10V

图（f），∵BS, ∴ 三极管工作在放大区

IIB100.70.0465mA46.5A200

ICIB2.3mA且 UCEVCC10V

第二章例题分析

题2.3 一个三态ＴＴＬ与非门如题图２.３所示，试列出该逻辑电路的真值表。图中Ｅ为使

能端，Ｄ为数据输入端。

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解

分析：以虚线为界将电路分成前后两部分，前半部分为一反相器，后半部分为一三态与非门电路。

设前半部分电路输出为F

当输入端E为低电平时，＋Vcc通过R1使VT1处于饱和状态此时，VT5.VT2的发射结电压达不到其开启电压，所以VT5.VT2均处于截止状态。＋Vcc通过R2使VT4饱和导通，所以输入端F为高电平，而当输入端为高电平时，＋Vcc通过R1使VT1的集电结正偏，同时使VT5.VT2均处于饱和导通。而VT2的集电极电位不可能使VT4及VD1导通。所以此时输出F为低电平。

后半部分的分析与前半部分相类似。只是当F高电平时，电路的输出状态取决于D的输入端，满足与非的逻辑关系，而当F为低电平时，由VT6、VT7及VT10通路确定VT10截止，而通过VD2到VT8、VT9必定使VT9也处于截止状态，所以此时输出L为高阻态。 E 0 0 0 0 1 F 1 1 1 1 0 D1 0 0 1 1 － D2 0 1 0 1 － L 1 1 1 0 高阻态

真值表如下：

注：VD2的P端与VT7集电极应相交

题2.5 试分析题图２.5所示逻辑电路的逻辑功能，写出其逻辑表达式。

解

分析：CMOS构成逻辑门电路的标准电路结构应满足

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（1） PMOS与NMOS管成对出现

（2） 成对的PMOS管与NMOS管的栅极必定相连

（3） 每对CMOS管之间从漏源之间考虑满足PMOS管串联。NMOS管必定并联，

而PMOS管并联，则NMOS管必定

（4） NMOS管串联时满足与逻辑关系，NMOS管并联时满足或逻辑关系

（5） 由于真正输出在PMOS管与NMOS管之间，所以在逻辑关系的最后取“非”

运算

由上述规律对本题分析可得

对于A,B输入的NMOS管串联，“与”逻辑

对于C,D输入的NMOS管串联，也是“与”逻辑

而A,B与C,D串联后又相并联，所以满足“或”逻辑，输出最后取“非”。 所以ZABCD “与或非”逻辑 注：原图中PMOS管源漏极位置画反。

题2.6 某ＣＭＯＳ器件的电路如题图２.6所示，试写出其逻辑表达式，说明它是什么逻辑电路？

解

分析：VT1与VT2构成CMOS反相器，VT3与VT4也构成CMOS反相器。VT5与VT6构成CMOS传输门，VT7、VT8与VT9及VT4构成CMOS三态门，而VT10与VT11又构成一反相器。本题分析关键在CMOS传输门与三态门之间的关系。

由传输门特性可知，当B=0时，传输门导通，而三态门处于高阻态，所以输出L=A，（经过两个反相器获得）。而为B=1时，传输门截止，而三态门实现反相逻辑，VT8、VT9构成反相器，所以A经过三个反相器后输出到L，即L=A。

真值表

B A L LABABAB 从而实现异或逻辑。 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1 0

题2.7 在题图２.7所示的放大电路中，已知R1R2R5R7R810k，

R6R9R1020k∶

① 列出uO1、uO2和uO的表达式；

② 设uI10.3V，uI20.1V，则输出电压uO?

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解

分析：本题中，运放A1构成反相比例运用电路，A2构成同相比例运用。而A3则构成了一个减法电路，由于可将运放当作理想器件，又在线线场合下使用，所以可使用“虚短”及“虚断”的两个基本概念来对电路进行分析。

uO1R210uI1uI1uI1R110R310uO215uI21uI2uI12 20R6 （1）

对A3，

u3R10202uO2uO2uO2uI2R8R1010203

u3u3uI2u01u3－u3u0R7R9 u01uI1 因为

R20u0u39uO1u3uIuI1uI22R710 2uI13uI2

uI10.3V,uI20.1V（2）uO20.330.10.9V

注：此题A1的同相端、反相端标反。

2.10 加减运算电路如图2.10所示，求输出电压uO的值。

us1us2us3us4R140kR225kR3－RF50kA＋10kR420kuOR530k

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分析：本题中运放A构成了差分减法电路，由于运放可作理想器件，且工作在线性区，可用“虚短”和“虚断”的基本概念来分析电路。此电路的同相和反相端分别有两个输入信号，因此可用叠加原理来分析。

us1单独作用：us2、 us3 、us4接地，此时输出为uO1

RuO1Fus1R1

us2单独作用：us1、 us3 、us4接地，此时输出为uO2

RFus2R2

us3单独作用：us1、 us2 、us4接地，此时输出为uO3

uO2R4//R5R4//R5R3

uNuPupus3uNuuO3NR1//R2RF

RFuO3(1)uNR1//R2

R4//R5RF(1)us3R1//R2R4//R5R3

us4单独作用：us1、 us2 、us3接地，此时输出为uO4

R3//R5RF)us4R//RR//RR123

综合： u = uO1uO2uO3uO4

uO4(1

题2.13 电路如图2.13所示，设A1、A2为理想运放，电容的初始电压uc(0)0。 （1）写出u0与us1、us2和us3之间的关系式；

（2）写出当电路中电阻R1R2R3R4R5R6R时，输出电压u0的表达式。

R4us1us2R2R3R1－us3R6CA1＋u01R5R7－A2＋u0 题图 2.13

分析：利用运放工作在线性区满足“虚短”和“虚断”的概念来分析电路功能。A1是差分

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减法器，A2是两输入的积分电路。

（1）由于A1是典型的差动减法电路，直接写出u01与us1、us2的关系：

R3R4R4u01us1(1)us2R1R1R2R3

对A2的分析用叠加原理：

us31uus3dtR6C单独作用，输出为u

'0'01uu01dt''R5Cu01单独作用，输出为u0

''011u0uuus3dtu01dtR6CR5C综合：

'0''0'''u0u0u0R3R4R411 us3dtus1dt(1)u01dtR6CR1R5CR1R2R3R5C所以

111u0us3dtus1dtus2dtRCRRC1 (us1us2us3)dtRC（2）

题 2.16 电路如题图2.16所示，若电路中三极管VT1、VT2、VT3的特性完全相同，试求uo的表达式，说明该电路完成何种运算功能？

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VT1uI1R1－A1＋Ruo1RRFA3uo3RP1VT2uI2－＋VT3－uoA4＋R3RRPR2－A2＋uo2RP2题图 2.16

分析：本题中，VT1、VT2、VT3三个三极管的基极和集电极都接在了一起，因此三极管都构成了二极管的形式。那么A1、A2就构成了对数电路，A3构成了反相加法电路，而A4构成了指数电路。用运放工作在线性区满足“虚短”和“虚断”的概念来分析。

uo1UTlnuI1UTlnIESR1 uo2UTlnuI2UTlnIESR2

uo1、uo2成为反相加法电路的两输入信号，则

RRuo3(uo1uo2)uo1uo2RR2 UTln(uI1uI2)UTln(IESR1R2)

uo3是指数电路的输入信号，则

uo3UTuoIESRFeuI1uI2 IESRF2IESR1R2RF uI1uI2IESR1R2因此电路实现的乘法运算功能。

第三章例题分析

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题3.3 题图3.3所示放大电路中，输入正弦信号ui，输出波形出现失真，如题图3.3(b)、(c)所示，问分别是什么失真？怎样才能消除失真？

分析：因为该放大电路是由NPN管构成的共射组态电路，对图（b）所示输出信号波形出现了顶部失真。表明在三极管的集电极电压到了可能的最大值。显然，共射组态中，集电极电位可能的最大值是电源电压VCC，意味着出现失真时集电极电位等于电源电压。此时集电极电阻RC中没有电流流过。而集电极电流为零表明三极管工作在截至状态，所以图（b）的顶部失真为截至失真。 由三极管输出特性曲线可知，出现截至失真表明电路的工作点设置过低，即ICQ较小而引起的。消除截至失真可提高工作点电流ICQ，电路上可通过改变基极偏置电阻RB，当

RBRB减小时，基极电流增大，所以ICQIBQICEQ也将增大。 同理分析图（c）所示输出波形表明集电极电位已经升到了可能的最低电位，而电

路中集电极可能的最低电位即为饱和压降UCES，所以此时三极管出现的失真为饱和失真。 显然饱和失真是由于三极管的静态工作点设置偏高而造成的，所以可以通过增大RB而使IBQ减小，从而使ICQ变小，来消除饱和失真。

题3.7 题图3.7电路的两个输出端分别接负载RL1、RL2。若三极管的80，试求：

① 静态工作电流ICQ；

② 电压放大倍数Au1uo1/ui及Au2uo2/ui； ③ 两个输出端的输出电阻Ro1及Ro2。

IBQVCCUBEQ

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分析：该电路分别接有两个输出no1和no2，而输入信号均在基极，uo1为发射级输出，构成共集电路组态，而uo2在集电极输出，构成共射极组态。

（1）静态工作点与输出端的接法无关。因为输出均有隔直电容。其直流通路如图所示：

VCC12VRB173KRC2K

BRB247KRE2K

(2)交流通路及微变等效电路如图：

RB247VCC124.7VRR7347UB1B2B

UBUBEQ4.70.7IEQ2mAICQRE2

IEQ2IBQ25A80

UCEQVCCICQ(RCRE) 102(22)2V

＝RCuiRB1||RB2RERL1uo1RL26rberbb(1)IEQ26200(180)＝1.25K2

uo2ibuiRbRO1RE||icRL3KrbeibREuo1RL1RCuo2uo1(1)(RE||RL)Au1uirbe(1)(RE||RL) (180)（2||10)0.991.25(180)(2||10)

RCuo2Au2 uirbe(1)RE

80(2||10)0.991.25(180)(2||10) Au1与Au2模值相等，但相位相反！

（3）

rsrbe1，本题中因无信号源内阻，若将ui短路，则rs＝0

rbe161, Ro2RC2K



RO1RE||题3.13 题图3.13场效应管放大电路中，FET的UGSoff2V，IDSS1mA：

① 为使静态时

IDQ0.mA，源极电阻

RS应选多大？

② 求电压放大倍数③ 若

Au，输入电阻Ri，输出电阻Ro；

C3虚焊开路，则Au、Ri、Ro为多少？

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解：本题与3.12中的（3）相类似 首先求静态工作点，确定UGSQ和IDQ

UGQRQ2RQ1RQ2VDDIDQ(RS1RS2)20.IDQ

uoRG3uiRG1RG2RCRSUGSQ2UGS2IDQIDSS(1)6(1)UGS(off)2

UGSQ0.32VUGSQ4.9V① DQ由电路

I4.3mA

可

知

② ，漏

IDQ12.8mA

极

极

限

电

流

为

IDmax所以第二组数据不合题意。

VDD5.65mARDRS1RS2

gRG3dgmVgssRDuogm2IDSSuGSID(1)UGSUGS(off)UGS(off)

uiRG1RG2RS2UGS(off)IDIDSS264.35.1mA/V2

RiRG3RG1||RG2RoRD3K

uogmRD8.7Auui1gmRS

1M90K||10K1M

题3.18 在题图3.18中，VDD40V，Rg1M，Rd12k，R1R2500，场效应管的UGSoff6V，IDSS6mA，rdsRd，各电容都足够大。求电路静态工作点IDQ、UGSQ、UDSQ，并求Au1uo1ui、Au2uo2ui和输出电阻Ro1、Ro2。

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解：

本题为N-JFET放大电路，采用自给式偏压方式，从uo1输出时形成共源极组态放大电路，而从uo2输出时形成共漏组态放大电路。

gRDduo1RDuo1gmVgsuo1

UGSQIDQ(R1R2)IDQ

①

suiRGRGR1uuio2R1uo2IDQIDSS(1UGSQ2UGS2)6(1)UGS(off)6

②

联立①②解得：

UGSQ2.3V①

UGSQ15.7V

②

IDQ2.3mA IDQ15.7mA

第二组解不满足题意，因为

交流通路如图所示

IDSS6mA

UGQVDDIDQ(RDR1R2)10.1V

uo1gmRDAu1ui1gmRS

22IDII62.31.24mA/VgmDDSSUGS(off)6UGS而 ＝9.2Au1

uo2gmR1＝0.38Au2ui1gmR1

Ro1RD1.2K

1Ro2R1||0.31Kgm

第四章例题分析

题4.2 如题图4.2所示为两级放大电路： ①画出放大器微变等效电路； ②求电压增益

Au、输入电阻Ri和输出电阻Ro。

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VCC24VRB11MRB282KRC10K+C1150C2RE1C3+RB343K250RE2510CEuiuo27KRE3-7.5K题图 4.2-

解：①放大器的微变等效电路为：

ib1ib2rbe1ui+1ib1RB1RE1RB3rbe2RB22ib2RE2+uoRC--

②由图可得，两级放大电路的第一级为共集电极放大电路，它的电压放大倍数

Au1接近于1，

整个放大器的电压放大倍数取决于它的第二级，也就是共发射级放大电路的电压放大倍数。放大器的静态工作点为：

VCCRB1IB1QUBEQ11IB1QRE10

IB1Q9.8uAUB2，

IE1Q0.5mA

RB3VCC8.26VRB2RB3

IE2QUB2UBEQRE2RE30.96mA

rbe120011262.85KIE1Q

rbe22001226IE2Q1.58K

由微变等效电路可知它的电压放大倍数为：

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Au22ib2RC18.1rbe2ib212ib2RE2

AuAu1Au218.1

所以放大电路的电压增益

放大电路第二级的输入阻抗为：

Ri2RB2//RB3//rbe212RE214K

把放大电路第二级的输入阻抗作为第一级的负载，整个放大电路的输入电阻为：

RiRB1//rbe111RE1//Ri2321K

放大电路的输出电阻为：

题4.4：共射－共基组合放大电路如题图4.4所示。设12100，求静态电流IC1Q、

RoRC10K

IC2Q，电压放大倍数Au，输入电阻Ri及输出电阻Ro。

VCC24VC3100FRCR1210KR220K15KVT120FuoC2++ui-C120FVT2R310KRE300题图 4.4

解：两三极管的基极电压为：

UB1UB2R2R33VR1R2R3R31VR1R2R3

VT1和VT2两管集电极电流近似相等，有：

IC1QIC2QUB2UBEQRE1mA

rbe1rbe22001第二级的输入电阻为：

262.83KIEQ

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Ri2rbe22812

第一级共射放大器的增益为：

Au11Ri20.08rbe111RE

第二级共基放大器的增益为：

Au22Rcrbe2530

总的电压放大倍数

Au为：

AuAu1Au242.4

放大电路的输入阻抗为：

RiR2//R3//rbe111RE5.55K

放大电路的输出阻抗由共基放大级决定，由于三极管集电极和基极之间电阻很大，所以：

RoRc15K

题4.6题图4.6所示放大电路中，场效应管跨导gm2mS，rds50k，三极管的

100，rbe1k，rce，电容C1、C2、C3、C4可视为交流短路：

① 画出放大器的微变等效电路； ② 计算放大器的中频电压增益

Au、输入电阻Ri和输出电阻Ro。

解：

（1） 其交流通路和微变等效电路如图所示：

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（2）

uoiBR2rdsrbegmugs(1)ibuo又ugsuiAu.gmugs1R2gmugsR2uogmR222040uiRiR11M

分析：本题为一共源组态放大电路与共基组态放大电路的组态。二级放大电路之间采用了直接耦合的方式。由于第一级的漏极电流与第二级的射极电流相同。所以在电阻R2中流过的电流近似为场效应管的漏极电流。这与一单级共源组态放大电路很相似。所以这一电路的电压放大倍数与单级共源组态放大电路的放大倍数应近似相同。

ROR220K380，rbb'100，题4.18 差动放大电路如题图4.18所示。已知三极管的125，

UBE1QUBE2Q0.7V，UBE3Q0.2V，VEE12V，当输入信号ui0时，测得

输出端电压为零。

①

估算T1、T2管的工作点IC1Q、IC2Q和电阻Re的大小；

② 当ui10mV时，估算输出电压uo的值；

③ 若要在T2管的集电极得到最大不失真输出幅度Uo2max，对应的ui有效值是多少？

解：

本题为由VT1与VT2构成的差动放大电路及VT3构成的共射组态放大电路组合而成。 （1250更为合理）。

（1） 因为当输入信号ui0时测得输出端电压为零。实际就是指出了该电路的静态状态。

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ui0,uo0IC3Q0(VEE)121mARC312VCCUC2QRC2128.83.20.32mA1012UC2QUB3QVCCIC3QRE3(UBE3Q)12130.28.8VIC2QIC1QIC2Q0.32mAIREIC1QIC2Q2IC2Q0.mAui0.UE0.7VREUE(VEE)0.71217.7KIRE0.UCE1QUCE2QUC2QUE8.80.79.5VUCE3Q0UE3(VCCIE3QRE3)(1213)9Vuo.uoAuuiui

（2） 当ui10mV时，估算输出电压uo的值，实际就是要求整个电路的放大倍数Au。

Au第一级为单端输出差动电路。

Au1uo1(RC2||Ri2)ui2rbe1 2626其中：rbe1rbb'1110015042434.2KIE1Q0.32rbe3rbb'13262610018022062.2KIE3Q1Ri2rbe313RE32.2(180)3245.2KAu150(10||245.2)57.224.2

第二级为VT3构成的共射组态电路。

Au23RC380123.9rbe313RE32.21803

AuAu1Au257.23.9223uoAuui22310mV2230mV2.23V（3） 由（2）分析可知，要使集电极达到最大不失真Uo2max，则在电路的输入最大幅度

UimaxUUUo2maxUiimaxo2max22Au Au对应的有效值为

题4.21 场效应管差动放大电路如题图4.21所示。已知T1、T2管特性相同，夹断电压

UGS(off)3V，IDSS1.6mA，稳压管UZ4V，三极管的UBEQ0.6V，100，

Re4.3k，Rd20k，RL60k，VDDVEE15V。试计算：

① T1、T2的静态工作点；

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② 差模电压放大倍数Aud；

③ 当ui120mV、ui26mV时，输出uo?

解

(1)

UZ4VIEUZUBEQRE40.60.8mA4.3VT1与VT2特性完全相同1ID1＝ID2＝IE＝0.4mA2uiDIDSS(1GS)2uGS(off) 由公式（1.3.1）

uGSuGS(off)(1代入

)IDSS

iDiD0.4mAUGSQ3*(1UGQ0USQ1.5VUDQVDDIDQ*RD150.4*207VUDSQ71.55.5V(2) 由公式（1.3.1）可推出

0.4)1.5V1.6gm2*IDSSuiD2*1.61.5(1GS)*(1)0.53msuGSUGS(off)UGS(off)331Aoauo/(ui1ui2)gmRC'gm(RD||RC)0.53*(20||30)6.362

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(3)

Aoauo/(ui1ui2) uoAoa(ui1ui2)6.36*(206)mV

题4.27 电路参数如题图4.27所示。设所有三极管的100，UBEQ0.7V，

IC6IC70.8IC8，求：

① 在us1us20时，欲使uo0，则R5的值应为多少？ ② 求总的电压放大倍数Auduo/(us1us2)； ③ 求电路的输入电阻Rid、输出电阻Ro。

解：

(1)

R7,VT7与VT6,VT8构成镜像电流源

且参改考电流为

IREFIC70(VEE)VBE7QR7120.70.24mA46.5

IC6IC70.24mA1IC70.3mA0.81IC1IC2IC60.12mA2UB3UB4UC1UC2VCCIC1*R1120.12*506VIC8QIR6UB3UBE360.71.2mAR.311IR6*1.20.622VCCIC4*R4120.6*59VIC3IC4UB5UC4R5uS1uS20时　uo0UB5UBE590.727.7kIC80.3第 23 页 共 36 页

(2) 电路有三级构成，第一级为由VT1，VT2构成的双端输入双端输出差动放大；第

二级由VT3，VT4构成的双端输入单端输出差动放大；第三级为由VT5、R5、VT8构成的共集电路，完成电平移位功能。

Auduo/(uS1uS2)Aud1*Aud2*A3rbe1rbe2rbb'(1)rbe3rbe4rbb'(1)rbe5rbb'(1)2626200(1100)*22kIC10.122626200(1100)*4.6kIC30.6

2626200(1100)*9kIC50.3RL1'Aud1rbe1

1RL1'R1||(Ri2*)2 其中：

而Ri22*rbe3

Aud1Aud2(R1||rbe3)rbe1100*(50||4.6)1922

uo2RL2'uo12*rbe3'其中：RL2R4||Ri3 而：

Ri3rbe5(1)[R5rce8]||R4Aud2R42*rbe3100*5.32*4.6(3)

A31

AudAud1*Aud2*A319*.3*11031.7

Rid2*rbe12*2244k

RoR5rbe5R4rR495R5be527.727.8k111100

第五章例题分析

题5.9 分析题图5.9所示的电路：

①估算静态(ui0)时的电流IC2？设UBE1UBE20.6V，电阻Rb1和Rb2(1kΩ)上的压降

可忽略；

②设RC2=10kΩ，UBE30.68V，3100，求IC3？

③如果ui0V时uo>0V，现要求uo也为0，问Rc2应如何调节(增大或减少)？ ④若要求输入电阻高、输出电阻低，图中的接线应作出哪些变动？

uo⑤若满足深度负反馈，则接线变动后电压放大倍数ui是否也有变化？估算出其前后

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的大致数值。

解：

ui0,ub1ub20

UBE(VEE)150.6IRe2mAR7.2E ∴

（1）∵ ∴（2）∵

IC2IC311IRE21mA22

URC2IC2RC211010V

IC3IE3∴

（3）利用瞬时相性法可知

URC2UBE3100.683.1mARE33

uC3()uE4()uO() 当uC2()∴要降低uO，只要提高uC2的电压 而uC2VCCIC2RC2

在VCC，IC2不变时，减小RC2可提高uC2的电位 ∴在

ui0,时，要使uO0，应减小RC2的值

（4）要求输入电阻高，输出电阻低，显然应引入电压串联负反馈。原图中RF引入的为电压并联负反馈。根据反馈类型构成的特征，只需要将RF联接b1改为b2端即构成了串联。

但由瞬时相性法可知，此时为电压串联正反馈。要在总的放大，反馈环路中在改一次相位， 将VT3的基极从VT2的集电极改为引到VT1的集电极即可。

（5）改接前，电路微电压并联负反馈，在满足深度负反馈前提下：

FG∵

ARf∴

iF1uORF 1RFFG

Auf改接后，电路为电压串联负反馈

uOuOR10F10uiiiRB1RB11 uFRB2RFuORB2

FG∵

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Auf电路改接后，其放大倍数数值变化不大，但相位发生了变化。有改接前的反相放大变为改接 后同相放大。

题5.10 在题图5.10所示电路中：

UBEQ1UBEQ20.700，①计算在未接入T3且ui0时，T1管的UC1Q和UEQ。设121V；

uORRF1101B211uiFuRB21

②计算当ui5mV时，uC1、uC2各是多少？给定rbe10.8kΩ;

③如接入T3并通过c3经RF反馈到b2，试说明b3应与c1还是c2相连才能实现负反馈；

④在第3小题情况下，若AF1，试计算RF应是多少才能使引入负反馈后的电压放大倍数Auf10？

解：

UUBE1Q0.7V（1）ui0时 UB1Q0 ∴EQ

∵IE0.5mA， ∴∴

IC1IC21IE0.25mA2

UC1QVCCIC1QRC1120.25207V（2）当从

uC1或uC2输出时为差动，放大电路单端输出方式。

'uC11RL10020Aud184.7ui2Rbrbe2(110.8) uAud1ui84.75mV423.5mV ∴C1uC2uC1423.5mV

（3）利用瞬时相性法可知，b3应与c1相连才能实现负反馈 （4）因为电路构成了电压串联负反馈

Auf∴

R1Rb2RF1F1RF10FRb2Rb2

∴RF9K

第六章例题分析

6.2电路如题图6.2所示。

①判断电路是否满足相位平衡条件？ ②分析电路参数能否满足起振条件？

③电路的振荡频率0=？，如果希望改变0的大小，哪些参数可以调节？

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④如果要求改善输出波形、减小非线性失真，应如何调整参数？

解：

① 该电路中，放大部分由两级共射组态电路组合而成，总相移为0°(或360°)。反馈选频网络为RC串并网络，在1/RC时，相移角为0°。所以满足正弦波振荡的平衡相位条件。

② 起振条件应为AF1。

因为RC串并联网络在1/RC时，其传递系数为F1/3，达到最大。因此要求此时的A3。

放大电路为电压串联负反馈电路，在深度负反馈的条件下，其放大倍数为： 所以该电路参数不能满足电路的起振条件。 ③ 振荡频率即为RC串并联网络的特征频率：

A1RF/RE114.7/2.72.743

01/RCf00/21/2RC1135.310(Hz)36523.143100.011023.14310 如果希望改变f0的大小，只要同步调节RC串并联网络中的电阻或电容。

④ 首先，为了保证电路满足起振条件，应满足：

A1RF/RE13 RF2RE1

从这个角度分析，RF2RE1，且越大越好。但RF过大，或RE1过小，振荡波形的质

量较差，慧出现较大的非线性。所以一般可采用具有负温度系数的RF或正温度系数的RE1。可以改善输出波形，减小非线性失真。

6.5 判断下列电路是否可能产生正弦波振荡，若不能，请予修改，并说明属于哪一类振荡

电路。

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解：

图(a)，电路结构属于LC三点式振荡电路。与发射极相连的是两个电感，不与发射极相连的是电容，所以这是一个电感三点式振荡电路。但该电路中，电源Vcc通过电感L1接至发射极，使该电路的静态工作不正常。所以不能正常工作。可在电感中间反馈到发射极之间串接一个隔直电容，就可以解决问题。

图(b)，不满足相位条件，可将C1和L位置互换，构成LC电容三点式振荡电路。为了保证放大电路静态工作点正常，可在电感支路中串联一个小电容隔直。

图(c)，不满足相位条件，可将C1和L位置互换，构成电容三点式振荡电路。 图(d)，满足相位条件，但是场效应管漏级直接接电源Vcc，相当于交流接地，漏即没有信号输出，放大状态不正常。可在电源Vcc和电容C2、漏级交点之间串接一个高频扼流圈，使漏级交流信号不被电源短路。

图(e)，不满足相位条件，可将运放的同相端和反相端互换，就构成了电感三点式振荡电路。

图(f)，满足相位条件，是电容三点式振荡电路，可产生正弦波振荡。

6.7 题图6.7表示收音机中常用的振荡器电路。

①说明三只电容C1、C2、C3在电路中分别起什么作用？

②指出该振荡器所属的类型，标出振荡器线圈原、副方绕组的同名端。

③已知C3=100PF，若要使振荡频率为700KHz，谐振回路的电感L应为多大？

解：

该电路为变压器反馈式LC振荡电路。放大部分式三极管共基级组态。变压器的原边是集电极负载，副边与C3构成谐振选频网络。

① C1的作用是让基极交流接地，减小信号的损失，而保证直流电路正常工作。 C2的作用是作为隔直通路，使谐振频率时交流信号能通过C2耦合给三极管发射极，构成共基级放大。

C3的与变压器副边绕组构成谐振选频网络，以确定要产生的正弦波振荡频率值。 ② 该电路为变压器反馈式正弦波振荡电路。利用瞬时极性法及振荡器的相位平衡条件可知，变压器由原边下端和副边上端为同名端。

③ 因为振荡频率为LC谐振回路的谐振频率，即f01/2LC。

L所以

110.52103(H)0.52(mH)22232124f0C4(70010)10010

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6.13 如图所示，设DZ的稳定电压UZ=4V，正向电压降0.6V，试分析电路的功能，并画

出其传输特性。

解：

图示电路为双门限比较器或称为窗口比较器。

两个运放通过两个二极管VD1和VD2构成“并联”结构，完成“线与”关系。即，只要其中有一个运放输出高电平，相对应的二极管就导通，从而使VDZ击穿，输出为

u0UZ。而只有两个运放输出都为低电平时，二极管都截止，输出u00。 所以当uIUREF2UREF1时，VD1截止，VD2导通，u0UZ

当uIUREF1UREF2时，VD1导通，VD2截止，u0UZ 当uREF2UIUREF1时，VD1、VD2均截止，u00 其传输特性如下：u0/V

6.15 电路如图示，设DZ的双向限幅值为6V。

①试画出该电路的传输特性。

②如果输入信号uI波形如图(b)所示，试画出输出电压u0(t)的波形。

uI/V

解：

① 该电路为一施密特触发器（比较器）电路。

其中利用双向限幅稳压二极管使运放工作在线性状态下。

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根据虚断、虚短特征，uu，所以uR3UZ。 根据虚断，

u0R2R31530(UZ)69VR330

当u09V时，u3V， UT3V 当uIUT时，u0从9V翻转为9V。 当u09V时，u3V， UT3V 当uIUT时，u0从9V翻转为9V。

传输特性如图：

② 输出电压波形为：（注意在|uI|3V时才发生跳转）

6.25 题图6.25所示为一个由555定时器构成的锯齿波发生器，其中D1、R1、R2及晶体管T构成恒流源给电容C提供恒定的充电电流，在555内放电管截止的情况下，电容电压随时间线性增长。试分析电路原理并画出u0、uC波形图。

解：

555集成定时器的功能表如下所示：（见最后）

在电源电压加上的瞬间，由于电容两端电压不能突变，所以uc0。由上表可知，此时VT截止，输出u05V。由VD、R1、R2和VT对电容C恒流充电，使uc线性上升。当

22VccucVccuc上升到3之前，其输出u05V一直保持不变。当3时，由下表可知，555

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中的三级管VT导通，使电容C通过该导通管迅速放电。同时，其输出u0翻转到u00，

21VccVccu33c当从快速放电到时，555中的三极管VT又处于截止状态，停止放电。同时，输出u0翻转到u05V，电容C又开始恒流充电，uc线性上升，重复上述过程。使u0输出

一个矩形波，而uc输出一个锯齿波。 表如下： 输入 输出 R ④ TH ⑥ 0 1 1 1 TR ② VT ⑦ 导通 截止 导通 不变 u0 ③ 0 1 0 不变  2Vcc3 2Vcc3 2Vcc3 波形输出如图：

 1Vcc3 1Vcc3 1Vcc3

第七章例题分析

题7.2 试写出题图7.2所示各电路的传递函数，并说明各是什么类型的滤波器。

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解：

图(a)，运放A构成电压跟随的形式。

1/SCUi(s)R1/SC 1A(s)Uos()U/is()1SRC

Uo(s)U(s)U(s)一阶低通滤波器

图(b)，利用理想运放的线性特征，“虚断”，“虚短”

Ui(s)Us()o1R1RF//SC

A(s)Uo(s)Ui(s)RF//111RF/(RF)SCSCSCR1R1 其中



一阶低通有源滤波电路

图(c)，利用理想运放在线性区间的特征

AoRF1R11SRFC1SRFCAoRFR1

一阶高通有源滤波器

题7.13 电路如题图7.13所示，试求输出电压u0的表达式。

Ui(s)U(s)oR1/SCR

U(s)RSRCA(s)oUi(s)R1/SC1SRC

解：

由图可知，运放A构成反向比例应用电路，两个乘法器构成三次方电路。 设第二个乘法器的输出端电位为u1，则由乘法器性质知：

1 K(Ku0u0)u

又由运放特性

2xu1R u1x R所以

2Ku0x xu032K

3构成开立方运算电路

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第八章例题分析

题8.4 一互补推挽式OTL电路如题图8.4所示，设其最大不失真功率为8.25W，晶体管饱和压降及静态功耗可以忽略不计。

①电源电压VCC至少应取多大？ ② T2、T3管的PCM至少应选多大？

③ 若输出波形出现交越失真，应调节哪个电阻？

④ 若输出波形出现一边有小的削峰失真，应调节哪个电阻来消除？

解：

① 图示电路是一单电源OTL电路。 忽略UCES及静态功耗时

UomaxVcc/2 IomaxUomax/RL

UIxVccPomaxomaxoma2RL 22

11.Vmoax288.25 Vcc2RLP 5取Vcc12V

T1maxPT② P2max20.2Pomax0.28.251.W 655 CM1.6W P

③ 交越失真表明，VT2和VT3管的工作点偏低。

可适当增大电阻R4，使R4两端压降增大，以使VT2和VT3管的UBE值加大，从而消除交越失真。

④ 输出波形出现一边有小的削峰失真，说明输出没有保证对称的动态范围，即VT2和VT3的发射极没有处于中点电压Vcc/2。

调节电阻R1（或R2），改变VT1管的工作点电流，使电阻R3上的压降发生改变，以调整输出端的电位。一般保证VT2和VT3管的静态电位为电源电压的一半（即中点电位），以保证输出达到最大动态范围。

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题8.8 OCL互补电路及元件参数如题图8.8所示，设T4、T5的饱和压降UCE(sat)≈1V。试回答：

①指出电路中的级间反馈通路，并判断反馈为何种组态？

②若RF=100kΩ，RB2=2kΩ,估算电路在深度反馈时的闭环电压放大倍数。 ③求电路的最大不失真输出功率。

④在条件同②的情况下，当负载RL上获得最大不失真输出功率时，输入uI的有效值约为多大？

解：

该电路由三级电路组合而成。

输入级采用差分电路形式，由VT1和VT2构成单端输入单端输出的差分电路。 经过第二级由VT3构成的共射放大电路，进一步提高电压放大倍数和电压驱动能力。 通过VT4和VT5构成互补对称推挽功放电路，输出足够大的电压、电流和功率。

① 电路中存在反馈。

由输出电压通过RF及RB2反馈到输入端。由反馈组态判断方法可知，该反馈是电压串联负反馈。

RB2RB2RF ②

11RF1100A51ufFR2B2

F

③ 由互补功放电路性质可知

UomVc c IomUom/RLVcc/RL

2UomIomVcc92Pomax1.7W2R22422L

uoUomAufuiUim ④

UV9Uimomcc0.1V8AA51ufuf

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题8.11具有整流滤波和放大环节的稳压电路如题图8.11所示。

①分析电路中各个元件的作用，从反馈放大电路的角度来看哪个是输入量?T1、T2各起什么作用？反馈是如何形成的？

②若UP=24V，稳压管稳压值UZ=5.3V，晶体管UBE0.7V，UCES2V， R1R2RW=300Ω，试计算UO的可调范围；

③试计算变压器次级绕组的电压有效值大约是多少？

④若R1改为600Ω，你认为调节Rw时能输出的UO最大值是多少？

UiUim0.1V32

解：

① 该电路是典型的线性稳压电路。

交流电源电压经变压器降压后，由VD1~VD4构成的桥式整流电路进行整流，得到单向脉动分量。

由电容C构成电源滤波电路，滤除谐波分量，维持整流后地脉动分量中的平均值。该平均分量为线性稳压电路的输入电压。

R和VDZ构成简单的稳压管稳压电路，给误差比较放大管VT2提供一个稳定的参考电

压。

将N点电压和参考电压经由VT2比较放大后，控制调整VT1管的压降，从而保证输出电压稳定。从反馈角度分析，可以将K点作为信号输入端，N点作为信号反馈端。当某种因素使得输出电压变低，即M点电压下降时，uN下降。因为uK不变，uNK变小，即uBE变小，uQ上升，通过调整管使uM上升，完成反馈作用。

R1、R2、Rp构成取样电路，使得N点能反映输出电压值的变化。

 ② 设RP的下半部电压为RPR2RPUUoNR1R2RP UNUZUBE

RR2RPUo1(UZUBE)RRP2 RP时 当RP

UominR1R2RP3(UZUBE)69VRPR22

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0时 当RPR1R2RP(UZUBE)3618VR2

因为Up24V，UCES2V

所以能保证在UoUomax时，VT1仍工作在线性区。

Uomax

③ 由桥式整流和电容滤波电路特性可知 一般UP1.1~1.2UZ。取UP1.2UZ，则

UZ＝UP2420V1.21.2

Uomax④

R1R2RP600300300(UZUBE)(5.30.7)R2300

24V 而UP24V，UCES2V

为保证VT1工作在线性区，UomaxUPUCES22V 所以Uo的最大值只能到22V。

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