：…… － ｒ／，够 驱动 移 …一…～…一……………………………………………触持电柚 ２０ｌ３年第４ｌ卷第３期 …．一二……－－－………………～……… 墨暮ＰＷＭ整流器直接功率控制系统的优化设计 刘晓艳，卢健康，马艳 （西北工业大学，陕西西安７１００７２） 摘要：对采用直接功率控制（ＤＰＣ）策略的三相电压型ＰＷＭ整流器的控制系统进行了两点改进：一是把电压 环的惯性滤波环节从前向通道改到了反馈回路中，借以提高系统的快速跟随性能；二是利用最平幅频法优化设计了 电压调节器的结构和参数。通过Ｓｉｍｕｌｉｎｋ系统仿真检验了上述改进措施的效果，结果表明：它加快了系统的过渡过 程，降低了其超调量，从而提高了该系统的动态性能。 关键词：直接功率控制；电压环；最平幅频法；ＰＩＤ调节器 中图分类号：ＴＭ３４ 文献标识码：Ａ 文章编号：１００４－７０１８（２０１３）ｏ３一ＯＯ４８一ｏ４ Ｏｐｔｉｍａｌ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｔｈｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ ＰＷＭ Ｒｅｃｔｉｉｅｒ ｆＬｌＵ Ｘｉａｏ－ｙａｎ，ＬＵ Ｊｉａｎ—ｋａｎｇ，ＭＡ Ｙａｈ （Ｎｏｒｔｈｗｅｓｔｅｒｎ Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｘｉ ａｎ ７１００７２，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｗｏ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｓ ｗｅｒｅ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ｄｉｒｅｃｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＰＣ）ｓｔｒａｔｅｇｙ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ＰＷＭ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ．Ｆｉｒｓｔ，ｉｔ ｒｅｍｏｖｅｓ ｔｈｅ ｉｎｅｒｔｉａ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ｅｌｅｍｅｎｔ ｆｒｏｍ ｆｏｒｗａｒｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｔｏ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｈａｎｎｅｌ ｆｏｒ ｂｅｔｔｅｒ ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．Ｔｈｅ ｏｔｈｅｒ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｗａｓ ｔｏ ｄｅｓｉｇｎ ｔｈｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ａｎｄ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ａｃｃｏｒｄｉｎｇ ｔｏ ｔｈｅ ｆｌａｔｔｅｓｔ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ￣ｅｑｕｅｎｃｙ ｍｅｔｈｏｄ．Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔ ｓｈｏｗｓ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｓ ｓｐｅｅｄ ｕｐ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｉｅｎｔ ｐｒｏｃｅｓｓ ｏｆ ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｏｖｅｒｓｈｏｏｔ，ａｎｄ ｆｉｎａｌｌｙ ｔｈｅｙ ａｌｓｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｄｙｎａｍｉｃ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｄｉｒｅｃｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＰＣ）；ｖｏｈａｇｅ ｌｏｏｐ；ｌｆａｔｔｅｓｔ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ—ｆ ｅｑｕｅｎｃｙ ｍｅｔｈｏｄ；ＰＩＤ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ０引 言 三相电压型ＰＷＭ整流器具有单位功率因数、 直流电压大小可调、动态性能良好以及可实现能量 １三相电压型ＰＷＭ整流器直接功率控制系 统简介 １．１三相电压型ＰＷＭ整流器的主电路结构与数学 模型 三相电压型ＰＷＭ整流器（ＶＳＲ）主电路拓扑结 构如图１所示。图中ｕｊ（ｊ＝ａ ｘｂ、ｃ）为电源相电压；ｉｊ （ ＝ｎ、ｂ、ｃ）为三相线电流；Ｓｊ（ｊ＝ｏ、６、ｃ）为整流桥的 的双向流动等优点，符合“绿色电能变换”潮流，也 是治理谐波和“无功”污染最根本的措施之一，因此 得到了广泛研究与应用 。 本文首先简介了三相电压型ＰＷＭ整流器主电 路的拓扑结构，接着介绍了其ＤＰＣ系统构成；然后 开关函数；／Ｘｄｃ为直流电压；Ｌ为滤波电抗器的电感； 在文献［１］所述ＤＰＣ系统的基础上，改进了电压外 环结构——将惯性滤波环节从前向通道移到了反馈 回路中，与文献［１］原来的滤波环节设计相比，加快 了系统的跟随性指标。另外，为了提高系统的稳定 性和动态性能，本文将原来电压环的ＰＩ调节器改为 ＰＩＤ调节器，再利用最平幅频法 设计该电压调节 尺为交流侧滤波电抗器的等效电阻和功率管的开关 损耗等效电阻之和；Ｃ为直流侧电容；Ｒ 为负载电 阻 。 器的ＰＩＤ参数，使得系统动态性能得到优化，也实现 了单位功率因数控制（动态过程结束后无功功率稳 定在零值附近）。ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真验证结果 表明，ＤＰＣ系统的优化设计方案可行并且能使ＤＰＣ 系统性能更好。 鞲 一” 豇’【 图１三相电压型ＰＷＭ整流器主电路拓扑结构图 假定三相交流电压对称，则由图１可得三相静 止坐标系下的三相电压型ＰＷＭ整流器的数学模 型。 收稿日期：２０１２－１０－０７ 改稿日期：２０１２－１２—１５ ｛嗡持电棚 ２０ｌ３年第４１卷第３期 ’…一一……．一…．………………－一…一－…………．一……………………－………………………－－ｃ， ／／ 驱动笋 ≯ ≯ ……： 警 ０ ０ ０］ 一 —．．．．．．．．．．．．。． ．．．．。．．．．．．．．．．．．Ｌ Ｒ ０ ０ １鲁 一 ０ Ｒ ｏ Ｉ ０ ０ ｃ，） ｎ —Ｓ６ 一Ｓ ０Ｊ ｃ ｄｕａｃ ｔｔｍ ｒ６ ｒｃ ０ 定义Ｓｊ（ｊ＝口、ｂ、ｃ）为单极性二值逻辑开关函数， 其中： 。 『１上桥臂导通，下桥臂关断 【０上桥臂关断，下桥臂导通 １．２三相电压型ＰＷＭ整流器系统结构及工作原理 三相电压型ＰＷＭ整流器主要由主电路和控制 电路组成，主电路结构如图１所示。整个系统结构 如图２所示。控制电路采用直流电压外环和功率内 环构成双闭环结构。根据瞬时功率理论，可以在线 实时计算出期望的系统瞬时有功功率和无功功率 （期望的系统瞬时无功功率值为零），然后与根据交 流电压与交流电流实时计算的实际有功功率和无功 功率进行比较，将比较的结果送入滞环比较器中，最 后依据交流电压矢量所在的扇区与功率滞环比较器 输出结果，从事先设计并储存的开关矢量表中选择 出所需的三个开关量ｓ 。此控制方法不仅能有效控 制有功功率的变化，而且使得稳态时瞬时无功功率 基本为零，从而使整流器在单位功率因数条件下工作。 图２三相电压型ＰＷＭ整流器ＤＰＣ系统结构 本文在线检测和计算实际瞬时有功功率和无功 功率时采用文献［３］推导出的公式： ｐ二 一∞√３ ｇ＝２（１ｌ￣ａｂｉ６一Ｕｂ ｃｉ。）＋ｐＪ．｝ （２） 与文献［１］采用的检测和计算方法相比，不仅 可以只用两个交流电压传感器与两个交流电流传感 器以减少硬件、节约成本，而且避免了三相到两相的 静止坐标变换，减少了实时计算工作量。另外，采用 这种方法不仅适于三相电压对称的情况，也适于三 相电压不对称的情况。因为无论三相电压是否对 称，三个线电压之和与三个线电流之和总是零。 ２三相电压型ＰＷＭ整流器电压环的结构及 其改进 文献［１］给出的三相电压型ＰＷＭ整流器ＤＰＣ 系统的电压环结构如图３所示。 图３文献［１］的电压环结构图 该电压环由前向通道的５个环节串联而成，分 别为惯性滤波环节Ｇ 、ＰＩ调节器、作为比例环节的． 直流电压给定值 、由功率内环近似等效成的小 惯性环节Ｇ （ｓ）和主电路直流侧电阻电容及直流电 压给定值构成的大惯性环节Ｇ。（ｓ）。各个环节的传 递函数表达式如下： ，、 １ ＬＦ（ ，１／ 、一 １ ｐ ／一 ｓ＋１ Ｋ ，、 ｏＬ 而 ＝ 其中的惯性滤波环节本来是为了滤除直流电压 反馈值中的纹波，但由于把该环节放在反馈通道中 时无法按照“工程设计法”ｌ５ 来设计调节器参数，所 以才把它移到了前向通道中。然而，这样一来就相 当于分别在电压反馈通道与给定通道都加了同样的 惯性滤波环节，实际上延缓了电压给定信号，降低了 系统响应的跟随性能指标。 为了克服文献［１］给出的上述电压环结构所带 来的系统响应跟随性能指标降低的缺陷，本文把惯 性滤波环节放在反馈通道中，同时为了提高系统的 动态性能，将电压调节器改为ＰＩＤ调节器，然后按照 文献［６］提出的“有零点典型Ｉ型系统”结构和相应 整 流 的调节器参数优化设计方法——最平幅频法来优化 器 直 设计调节器参数。其电压环结构如图４所示。 接 功 室 控 制 系 统 图４改进的电压环结构图 的 优 化设计方法．三 皇 型Ｐ ｗＭ整流器电压调节器的优 篝’ 为了提高系统的动态性能，我们将电压环调节 器的结构由文献［１］中给出的ＰＩ调节器改为ＰＩＤ调 ４９ 墨 驱动 ……触持电棚 ２０１３年第４１卷第３期 …………………………………………………………………………………………………一 ０ 节器，其传递函数： ＧｐＩｏ（ ： （３） 中的纯正弦波）和相电流波形；图８为按照本文方 法优化设计后得出的瞬时有功功率（图中峰值较低 的波形）和瞬时无功功率波形。 由图４可得到该控制系统电压环的开环传递函 数为： Ｇｏｐ＝一蔫Ｔｓ（ ＋ｐｓ １ ） Ｒ（ Ｌ ＋Ｃｓ １ ）羔Ｔ（ ＋ｃｓ １㈩ ） 叶， ｔ／ｓ （ａ）用文献［１］方法设计 根据零极点对消法 Ｊ，先用电压调节器中的一 个零点对消掉时间常数Ｇ。（Ｓ）中的大惯性，即取ｒ ＝尺 Ｃ。为了使本方法具有通用性和设计更方便，以 Ｔｐ为时间基准，将参数进行 归一化处理，亦即，令Ｐ＝ ｓ， 进行复变量代换，则系统的电 压环结构如图５所示。图中： 图５电压环结构图 Ｋ＝ＴｐＫ ＫｓＵｄ ７＂２ （５） 根据设计“有零点典型Ｉ型系统”的最平幅频 法， 和 ，的函数关系 ｊ： Ｋ＝０．４８４ ５ 。 ＋０．０５８ ３５ （６） 取７＇０；＝１．１，可以求得：Ｋ－０．５８１ ７。 再根据设计这种类型系统的最平幅频法中Ｋ、 ｉ和 的函数关系式 ： ＝１＋ ｉ＋舍 ｉ一 （７） 不难求得： ＝１．５３１ ３。 ４三相电压型ＰＷＭ整流器ＤＰＣ系统仿真 ！ 为了验证上述对电压环的结构改进和调节器优 ｊ化设计的正确性，我们按照图２的系统结构和下述 墨：系统参数采用ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件在电路级进 忝；行了仿真。系统参数：三相电源相电压峰值１００ Ｖ， ：频率５０ Ｈｚ，交流侧电感￡＝１０ ｍＨ，直流侧电容ｃ＝１ 孽；１００ ，输出直流电压给定值ＵＯ ＝２００ Ｖ，负载电阻 萃；Ｒ。．＝５０ Ｑ，功率滞环比较器滞环宽度 ＝Ｈｐ＝２００ 撺：葡ｉ ｗ， ＝０．５９２ ｍｓ。 ‘ ！ 根据这些系统参数，由式（５）～式（７）可以计算 魁ｉ出ＰＩＤ调节器参数：Ｋ＝１９．６５， １＝５５ Ｉｌｌｓ，丁２＝０．９４ ｉｎｓ。 化 用Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真的波形如图６～图８所示。其 ｛＝｝ｉ中图６（ａ）为按照文献［１］方法设计电压环得出的 ！直流侧电压的波形，而图６（ｂ）为按照本文方法优化 ｉ设计电压环后得出的直流侧电压的波形；图７为按 ５ｏ 照本文方法优化设计后得出的网侧Ａ相相电压（图 ２５ｏ［ ２００『１５０｝ ／ ／————————————————————～ １００｝ ／ ５０｝／ ０Ｌ／ ＿５０ 商＿ 百 １商 高 蔬 百 — ｓ （ｂ）用本文方法设计 图６ 电压环的直流输出电压波形 ：： ．；： ．６０ ．１Ｏ０ 用本文方法设计电压环的Ａ相相电压和相电流波形 ｌ惹 一…一…… ２ １ Ｔ一 蔬广 １商 面碡— 亨＿丽两— 图８用本文方法设计电压环的瞬时有功功率与无功功率波形 通过图６（ａ）和６（ｂ）的比较可以看出，采用本 文的优化设计方法改进电压环后，系统的动态性能 得到显著改善：图６（ａ）中阶跃响应的超调量 ＝ ２２．１６５％，图６（ｂ）中阶跃响应的超调量 ＝ ７．８６５％；图６（ａ）中调节时间ｔ ＝３７．３５ ｍｓ，图６（ｂ） 中调节时间ｔ ＝１７．３５ ｍｓ（计算调节时间以±５％为 稳态误差限）。可见，改进电压环设计后，超调量只 有原来的三分之一左右，而调节时间还不到原来的 一半。图６中两个直流输出电压在稳态时都稳定在 给定参考电压２００ Ｖ。另外，需要补充的是，文献 ［１］中的电压环尽管是按照典型Ⅱ型系统设计的， 但由于其中的第２个积分环节是用大惯性环节近似 而成，所以，其稳态误差度与本文方法设计的电压环 一样，仍然是Ｉ而非Ⅱ。 由图７和图８可以看出，按照本文方法优化设 计电压环后，在过渡过程结束后，也实现了三相电压 型ＰＷＭ整流器的网侧电流正弦化且交流相电压与 相电流同相，瞬时无功功率稳定在零值附近，系统工 作于单位功率因数情况下，瞬时有功功率值稳定在 给定值８００ Ｗ附近。综上所述，仿真结果表明本文 的系统电压环优化设计方法可行，且会使系统具有 更好的动态性能。 ……堕堕皇 …． 差 塑 塑…………………………………………………………： …．： 业出版社，２００８． ５结语 ［２］ 王久和．电压型ＰＷＭ整流器直接功率控制系统［Ｊ］．中国电机 本文对传统的采用ＤＰＣ策略的三相电压型 工程学报，２００６，２６（１８）：５４—６０． ［３］ 卢健康，邢益巽．ＰＷＭ整流器直接功率控制策略仿真研究 ＰＷＭ整流器的电压外环和功率内环（采用滞环比较 ［Ｊ］．计算机仿真，２０１２（８）：２９９—３０３． 器控制）控制策略做了两点改进：一是把电压环的惯 ［４］高扬．电气传动自动控制系统优化设计方法研究［Ｄ］．西安： 性滤波环节从前向通道改到了反馈回路中，借以提 西北工业大学，２００６． 高系统的快速跟随性能；二是利用最平幅频法优化 ［５］陈伯时．电力拖动自动控制系统［Ｍ］．北京：机械工业出版社， 设计了电压调节器的结构和参数。通过Ｓｉｍｕｌｉｎｋ系 ２００３． ［６］ 卢健康，王泽峰．双闭环调速系统设计方法的改进及其仿真 统仿真对上述两点改进措施进行了检验，结果表明： ［Ｊ］．系统仿真技术，２０１０，６（１）：２９—３２，５８． 采用ＤＰＣ策略的三相电压型ＰＷＭ整流器具有调节 时间短、超调量小和仍保持单位功率因数等优点。 作者简介：刘晓艳（１９８８一），女，硕士研究生，研究方向为电气自 动化。 参考文献 『１］王久和．电压型ＰＷＭ整流器的非线性控制［Ｍ］．北京：机械工 （上接第３２页） 显温升，接近于室温。 ４结语 本文首先分析了测试超声波电动机驱动电流的 必要性，然后介绍了闭环磁通门测量电流的原理。 搭建了基于闭环磁通门传感器ＣＡＳ ６一ＮＰ的电流测 试系统，实验证明该系统灵敏度高，适合长时间测试。 （ｂ）ｆ＝４３．４ ｋＨｚ 参考文献 图７系统测试结果 ［１］赵淳生．超声电机技术与应用［Ｍ］．北京：科学出版社，２００７： 当驱动频率为４２ ｋＨｚ时，电流检测电路输出信 ２０３—２０５． 号频率为４２ ｋＨｚ，峰一峰值为３．８４ Ｖ，ＣＡＳ ６一ＮＰ的 ［２］Ｌｉｕ ｂｏ，Ｓｈｉ ｊｉｎｇｚｈｕｏ．Ｖａｒｉａｂｌｅ ｓｔｅｐ－ｌｅｎｇｔｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｐｔｉｍｕｍ ＣＯＩｌ・ 灵敏度为１０４ ｍＶ／Ａ，经计算，峰值电流为０．５８ Ａ。 ｔｒｏｌ ｏｆ ｔｒａｖｅｌｉｎｇ ｗａｖｅ ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃ ｍｏｔｏｒ ｓｙｓｔｅｍ［Ｊ］．Ａｄｖａｎｃｅｄ ｍａｔｅ－ ｒｉａｌｓ ｒｅｓｅａｒｃｈ，２０１２：３８３－３９０． 当驱动频率为４３．４ ｋＨｚ时，电流检测电路输出 ［３］ 郭超，杨明，李世阳．基于温度反馈的超声波电动机速度控制 信号频率为４３．４ ｋＨｚ，峰一峰值为４．４８ Ｖ，ＣＡＳ ６－ＮＰ 系统［Ｊ］．微特电机，２０１２，４０（５）：６２—６４． 的灵敏度为１０４ ｍＶ／Ａ，经计算，峰值电流为０．６８ Ａ。 ［４］ Ｂａｌ Ｇ，Ｂｅｋｉｒｏｇｌｕ Ｅ．Ａ ｈｉｇｈｌｙ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｌｏａｄ ａｄａｐｔｉｖｅ ｓｅｒｖｏ ｄｒｉｖｅ 实验结果表明，电流检测电路输出信号的频率 ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｓｐｅｅｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｔｒａｖｅｌｌｉｎｇ—ｗａｖｅ ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃ ｍｏｔｏｒ［Ｊ］． 与驱动频率一致。不同驱动频率时，单相的驱动电 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｉｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００５，２０（５）：１１４３－１１４９． 流会跟随频率有明显变化。 ［５］ 雷向红，曾劲松，李伟．基于阻抗角特性的超声电机驱动控制 研究［Ｊ］．微电机，２０１１，４４（３）：７ｌ一７４． 当驱动频率从４２～４３．２ ｋＨｚ变化，步长为１００ ［６］陈伟，张英，刘增玉．两种保护用电流采样电路的比较及应用 Ｈｚ，电流ｉ贝４试波形的峰峰值如图８所示。 ［Ｊ］．精密制造与自动化，２００７（１）：４５—４６． ［７］颜佳佳，阮新波．旋转型行波超声电机的等效电路模型［Ｊ］．中 国电机工程学报，２００９，２９（１５）：８０—８５． ［８］ 张学孚，陆怡良．磁通门技术［Ｍ］．北京：国防工业出版社， １９９５． ［９］Ｙａｎｇ Ｘｉａｏｇｕａｎｇ．Ｔｈｅ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｆｏ ｄｕａｌ—ｃｏｒｅ ｃｌｏｓｅｄ—ｌｏｏｐ ｌｆｕｘ— ｊ￣ｔｔｚ 图８驱动频率变化时电流测试波形峰峰值 ｇａｔｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｉｎ ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｅｎｓｏｒ［Ｊ］．Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｈｙｓｉｃｓ，２０１２，ｌ １ １（７）：Ｏ７Ｅ７２２—０７Ｅ７２２—３． 从图８可以发现，驱动频率在接近４２．７ ｋＨｚ ［１０］ＬＥＭ．Ｓｏｌａｔｅｄ ｃｕｒｒｅｎｔ ａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ『Ｍ／ＯＬ １．３ｒｄ ｅｄ． 时，驱动电流较大，驱动电路处于谐振状态；当驱动 ｈｔｔｐ：／／ＬＥＭ．ｃｏｍ． 频率在接近４２．９ ｋＨｚ，驱动电流较小，驱动电路处 ［１１］祖家奎，赵淳生．行波型超声电机频率自动跟踪控制技术评 于反谐振状态。由图７和图８可以看出，驱动电流 述［Ｊ］．微电机，２００７，３７（６）：４７—４９． 的检测可以为超声波电动机特性的研究提供参 作者简介：王璐（１９８８－），女，硕士研究生，研究方向为超声波电 考¨ 。同时，在整个测试过程中，传感器未发现明 机的驱动与控制。 ５１ 罨暮
