电力电子课程设计-单端反激式输出开关电源设计

电力电子技术课程设计报告

单端反激式单路输出开关电源

一、 设计任务及要求

本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的单端反激式开关电源。我们设计的反激式开关电源的输入是180V，输出是10V。要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算，完成电路的焊接任务，并具有1A的带负载能力以及过流保护功能。

二、 设计原理及思路 1、反激变换器工作原理 假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作下： （1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。 （2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。 图1反激变换器的原理图 反激变换器的工作过程大致可以看做是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。

2、反激变换器的结构框图

UgUo

输入整流交流输入——>输出 和滤波 控制器启 动供电电控制器 3、反激变换器的吸收电路路 功率变压器 吸收电路 功率开关 整流和滤波 反馈网络 实际反激变换器会有各种寄生参数的存在，如变压器的漏感，开关管的源漏极电

容。所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁电路，但因漏感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁电路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。在220VAC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路和三绕组吸收电路。

图2吸收电路

4、单端反激式变换器变压器的设计思路

在本次课程设计中提供的变压器的铁芯是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度的磁导率为：Bmax_250.5T，铁芯的初始磁导率为：2300u0。 变压器选择的相关参数包括：原副边匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，本次试验中用到的变压器的绕组的漆包线已经给定，无需选择。 （1）原副边匝数比及其匝数的确定： 需要的直流输出电压为10V，由器件本身的参数可以知道其耐压： 如果考虑到漏感引起的的0.3Ug电压尖峰，开关管两端承受的关断电压为：UQ1.3UgNpNs(U01) 一般来说开关管的耐压需要在这个基础之上留下至少30%的裕量。 假设开关管的耐压极限为： UQ1.3UQ1.3*(1.3Ug,NpNs(U01))，NpNsUQ,1.32Ug1.3(U01) 为了保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电总时间应该控制在0.8T以内，所以, （2）原副边匝数的计算： 磁芯的有效磁导面积Ae，原边的匝数应该保证在最大占空比是磁路仍不饱和，电压冲量等于磁链的变化量，故：

通常原边的匝数取到这个计算之的两倍，副边匝数根据变比可以求出。 （3）气隙长度的计算 假设变压器的输出功率为所以可以得到： 其中有以下关系； 则原边的峰值电流为：

P0，效率为，有以下关系成立：

Isp2P0UgD，

其中，

Al为电感系数，Rmp为磁阻，气隙的长度为：

5、控制系统的设计

（1）振荡器：振荡器的频率有定时元件RT，CT决定，f1.8RTCT，f选90*2=180KHZ。

（2）电压误差放大器：在本次实习中在输入与输出的隔离开关电源中，为了减小误差，通常采用外置电压环，即将U3845的内部误差放大器旁路掉。 （3）电流比较器:电流比较器的门槛值Verror有误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显示输出电压太低时，电流的门槛值就增大，使输出到负载的能量增加，反之也一样。 整个控制部分的原理图如下所示； 图3控制部分原理图 （4）UC3845 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。芯片管脚图及管脚功能如图6所示： 图4UC3845芯片管脚图 （5）TL431 TL431是一个端可调分流基准源。（CATHODE）、阳极其芯片体积小、基准大等优点，所以可以

良好的热稳定性能的三外部有三极分别为：阴极（ANODE）、参考端（REF）。电压精密可调，输出电流用来制作多种稳压器件。

其具体功能可用图7的功能模块示意。由图可看出，是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。

图5TL431的功能模块示意图

（6）PC817

PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图8所示，其中脚1为阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。

在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。

图6PC817内部框图

三、系统总体电路图 图7单端反激双路输出总体设计原理图 四、参数的计算与器件选择 （1）匝数比计算： 当输入180V，输出10V时，经过整流桥整流以后Ug=1.2*180=216V，6001.32*216K16.43 Ns1.3(U01)1.3*(101)由于变比的取值要小于计算值，于是变压器的变比取到K=6，下面计算最大占空比：Np,UQ1.32UgNpDmaxNs(U01)*0.8NpNs=(Ug1)(U01)6*11*0.80.19 2156*11取频率为90KHz，T111.11*105S 4f9*10由UgDmaxTNpBmaxAe得到： 实际取到的原边的匝数为Np30，由原边匝数及其变压器的变比得到10V副边绕组的匝数为Ns5匝。

（2）原边电感及其气隙长度的计算：

由Lp2P0T2Isp，Isp2P02U0I02*10*10.15

UgDUgD0.9*216*0.19

Lp2P0T2Isp52*10*1.1*10=0.83*103 20.9*0.15（3）辅助绕组的计算

辅助绕组的计算和副边绕组的计算方法一样，只不过U012V。 （4）电流检测参数计算 电流检测电阻RsVsmax0.7V0.71.66，所以取Rs2。 0.4209IpkIpk（5）电压反馈控制参数计算 R15001K5.0mA， R2U0UfUkmin7.58681.22.50.573k7.5 所以：R2U0UfUkmin50，于是根据已有的元件取到R2470。 所以：UR2IfR23mA*4701.41V R3UR3/IR32.6/17152.9，实际取100。 R610k。 五、分析总结 这次实习确实让人收获很多。不论是刚开始的研究指导书，还是电脑上的仿真，再者 焊接调试电路，都让人感到充实。?这一次的实习，收获是方方面面的。我们的焊接技术得到了提高，对于电力电子技术有了更深的了解。 不过，对于这样的电路，调试成功，有时也靠运气。但是归根到底，还是水平问题。倘若焊接水平高，布线巧妙，在不知不觉中就已经避免了许多的故障；对电路研究的深，选择器件合理得当，就能用最少的损失得到最好的效果。?

?这一次的成功，也离不开良好的合作。组员的相互理解，相互帮助，相互探讨，都使得整个进度比单个人的时候快得多。向其他组取经，向学长请教，相互交流，都使我获得了不同的、课本内容之外的见解，这是最让人高兴的。在这次实习中，我们切实地体会到了对知识的掌握程度的成长，这比什么都让人高兴。

六、对削弱输入电流谐波电路的思考

由于一些原因，对削弱输入电流谐波电路的设计最终只是停留在仿真阶段，并没有形

成实物。

削弱输入电流谐波实际上相当于功率因数校正，限于本次课程设计所提供元器件，经过资料搜集得知可以采用填谷式PFC电路。

1、采用滤波电容的整流电路 示波器显示其输入电流如下： 2、采用填谷式电路的整流电路 示波器显示其输入电流如下：

可以看出，采用填谷式电路之后，整流电路的谐波明显减少，波形更加接近正弦。